пряжения. В рассматриваемой схеме эти перенапряжения демпфируются элементами Rp, Ср, включенными через выпрямитель. Минимальное сопротивление защитного резистора Rp определяется допустимым импульсным током диодов вспомогательного вьшрямителя:

ufV2VTUs urV2V3.m

Примем /?р=2,4 Ом.

При таком малом значении Rp конденсатор Ср заряжается практически мгновенно каждый раз, когда отключается трансформатор. По условию баланса энергии находим емкость конденсатора:

1* макс

где

Uq6p.

р.доп -

[/обр.п 600

-г-=т;:г = 4б1.54В:

[/об =1Л>2 Y3Us==l,\ >6.100 = 268,8 В;

W = р. -макс

sv. 1-20.103

.чном Z - о 1 -

- 461,54= - 268,8=

= 27,14-10-

Примем Ср=28 мкФ.

Резистор Rp2 должен быть выбран так, чтобы конденсатор Ср мог полностью разрядиться через него даже в течение короткого интервала времени между двумя отключениями трансформатора. На практике достаточный разряд происходит в течение интервала, равного 5Rp2Cp, и, следовательно,

800-10-3

Rns =

5-28-10-

= 5,7.103 Ом.

Примем /?р2=5,6 кОм.

Сделаем проверку на максимальное значение dufdt, возникающее при отключении трансформатора. Примем, что сразу после

отключения ток намагничивания

Рис. 6.42. Эквивалентная схема для расчета перенапряжений, возникающих при отключении трансформатора.

будет протекать через активное сопротивление, введенное для уче-га потерь в стали трансформатора. Индуктивность рассеяния вентильной обмотки трансформатора может быть с достаточной точностью принята равной половине общей индуктивности рассеяния трансформатора. В неблагоприятном случае, когда трансформатор отключается в момент перехода через нуль тока намагничивания в одной из фаз, контур, образо-

ванный двумя другими фазами и вспомогательным выпрямителем, может быть заменен эквивалентной схемой, приведенной на рис. 6.42. Для этой схемы находим начальное (максимальное) значение duldt:

ЯЧ1. МЯКП -11

2 sjAMaKC v-

В рассматриваемом случае ток намагничивания, отнесенный к вентильной обмотке трансформатора, будет равен:

20-103

V = 0,06/s=0,06 3j; = 0,0637Yqq- = 4 а.

Так как при отсутствии нагрузки cos <f = 0,1, ток обуслов-

ленный потерями в стали, приблизительно равен Л1. Следовательно, сопротивление, учитывающее потери в стали, будет: Us Us 100

> V -oTIV =-07Г4 = -

Реактивное сопротивление трансформатора на фазу, отнесенное к вентильной обмотке, равно:

= 0,03- = 0,09- = 0,09 ~ = 0,045 Ом, т. е. индуктивность на фазу равна:

X.. 0,045 = -=-314-= -10-Гн.

и, следовательно,

(~\ = уТ 124-250 = 123 В/мкс.

\ /макс

Значит, элементы Rp и Ср ограничивают до необходимого уровня величину (du/dt).

Для определения параметров элементов R и С демпфирующих контуров должен быть вычислен коэффициент перенапряжения:

1 t/обр.п 1 600

b Ua6p 1.3 1,1 12 уТ. 100

В этом случае в соответствии с рис. 6.11 С*=0,8, /?*мин=0,81,

/?*макс=1,7.

Вычислим запасенный заряд. В данном случае

пд UlV2Y3Us 1,1>6-100 /dHOM -60 а; 2/, 2-143

= 0,95 А/мкс.

Из графика на рис. 6.34 находим Q=32 А-мкс. Используя это значение, формулы (6.3) и (6.4) и табл. 6.1, получаем:

2 32

С' = 0,8- г- =0,19 мкФ

мин 1,1 у2 >3-100

Рис. 6.43. Эквивалентная схема преобразователя со схемой ЗФ2Н6П в режиме прерывистой проводимости после прекращения проводимости.

и

См = -5-0,19 = 0,114 мкФ.

Примем С = 0,2 мкФ. Так как

/- = 2-143 = 286 мкГн; , , / 286-\,lV6-W0 , , Л286-Ы l/F-lOO

OSJ/ -2:32-</?о<1.7]/ -2:з|-,

т. е. и

Примем R=A7 Ом.

28,К/?<59 Ом

28.1-з-</?<59-д- Ом.

46,8:/?98,4 Ом.

В режиме прерывистой проводимости плохо демпфируются колебания, возникающие при прерывании тока. Для улучшения демпфирования вводятся элементы Raa и Cda, включаемые иа выводы постоянного тока преобразователя. Если пренебречь небольшим обратным током в тиристорах, то для момента перехода через нуль (прерывания) постоянного тока, протекающего через тиристор, присоединенный к фазе а в анодной цепи, и через тиристор, присоединенный к фазе с в катодной цепи, схему можно представить, как показано на рис. 6.43,а. Заряженные конденсаторы заменены незаряженными конденсаторами и эквивалентными генераторами, представляющими начальные напряжения конденсаторов. Применив принцип наложения, можно в отдельности проанализировать влияние источника ЭДС (fd+si) (рис. 6.43,6) и всех других источников. 270

Простейшее допущение сводится к тому, что демпфирующее действие элементов ,йо и С da удовлетворительно, если эта ветвь способна заменить в течение переходного процесса последовательно 2 3

соединенные элементы д- R и -g- С, соответствующие расчетным

значениям параметров демпфирующих ЯС-контуров. В этом случае этой последней ветвью можно также пренебречь. Для получения

удовлетворительного демпфирования примем R > Rda = Rd =

= 2,5 Ом.

В этом случае емкость конденсатора, если S=0,5 (ft=l,8), должна быть:

Lg 0,5-10-3

Ч (Rg + RdaV-[2,5 + 2,5) =20-10

При работе преобразователя в инверторном режиме на тиристорах может появиться значительное du/dt. Наиболее неблагоприятная ситуация возникает при углах управления а=90° или 120°. На рис. 6.44 приведена кривая обратного напряжения на тиристоре Ti при а=120° Высокое значение du/dt - результат трех причин.

1. В конце коммутации тиристоров Ti и Т^, когда тиристор Ti перестает проводить ток, возникает скачок напряжения независимо

cta cot,

pHt. 6.44. Преобразователь со схемой ЗФ2Н6П и некоторые характерные диаграммы напряжения.

а) напряжение на анодном полюсе; б) напряжение на катодном полюсе; в) напряжение на тиристоре Г4.

От того, выключается обратный ток йлй нет. При 0=1 Й0° этот скачок составляет 0,752 Us, а при а=90° 0,866 ViUs.

Последнее значение менее приемлемо. Скорость нарастания напряжения ограничивается элементами L,R, С. В наиболее неблагоприятном случае при i=0 начальное максимальное значение du/dt при условии RdaR будет равно:

1чг) = 0,866 VzUs = 0,866 /2 X \ /млкс 1

X220.g j3 = 44,25 В/мкс.

Это Меньше критического значения, поэтому нет необходимости Ьводить индуктивности L.

IfU, IfUz U;)

-----era-----1(--7,----.

Рис. 6.46. Эквивалентная схема для анализа высокочастотных колебаний в начале коммутации (включения) тиристора Т^.

Рис. 6.45. Эквивалентная схема для начала коммутации (випочения) тиристора Т\.

2. В иача.че коммутации (например, в момент ti, рис. 6.44), конденсаторы С быстро перезаряжаются через резисторы R. Токи перезаряда приводят к возникновению скачков напряжения иа резисторах R. Д.ЧЯ ограничения скоростей нарастания этих напряжений необходимо ввести дополнительные индуктивности L в ветви моста. Принято, главным образом по экономическим соображениям, выбирать для этой цели насыщающиеся реакторы. Реакторы насыщаются, и можно считать, что их индуктивность становится близкой к ну.що. в момент ti на тиристоре возникает опасный скачок напряжения. Нача.чьные напряжения на конденсаторах счедующне:

С40 = О, t/c6o = t/c2o = 1.5ys-f/s И f/cio = 1 5YUs.

Однако этот последний конденсатор замыкается накоротко тиристором, который начинает проводить ток, поэтому приходится про-изводть оценку при ну.чевом напряжении на нем. Эквивалентная схема показана на рис. 6.45. Более предпочтите.чьно производить ана.пиз, используя принцип наложения. Пусть начальное напряже-

йие на конденсаторах будет равно нулю. Ё одном еЛуЧае рассмМ-рим влияние источника питания (сети). Сравнительно большая индуктивность Z-.J подав.чяет все ко.чебания, кроме низкочастотных, а эти последние имеют малые значения du/dt. В другом случае рассмотрим в.чияние напряжений конденсаторов при равенстве нулю напряжения в сети. На практике L<L. и на развивающиеся ко-.чебания г.чавным образом в.чияет L. Индуктивность L может с достаточным приближением считаться равной бесконечности, т. е. может быть заменена разомкнутой цепью. Эквива.чентная схема для этого случая показана на рис. 6.46. Малое значение L приво-

CdaCT X

Рис. 6.48 Эквива.чентная О схема Д.ЧЯ высокочастотного

Рис. 6.47. Эквива.чентная схема переходного процесса, воз-

для ана.чиза переходного процесса пикающего при обрыве об-при прекращении обратного тока ратного тока тиристора Т^. тиристора T.

дит к тому, что максима.чьное значение dujdt возникает в нача.чь-ный момент. С учетом шунта, представ.ченного ветвью Rda и Cda, этот максимум будет равен:

- Г2и^~, (6.10)

что дает следующее необходимое значение L:

L;-rV2UsR

(dujdt) = 27,4 мкГн.

ГУ2.220Х

3. В конце интервала коммутации (например, в момент t, cU. рис. 6.44) отключение обратного тока в тиристорах также может привести к возникновению значительного du/dt в- прямом направ-.чении. Схема без индуктивностей L показана на рис. 6.47. В катодной ветви моста тиристор Те находится в открытом состоянии. В анодной ветви коммутация от Т, к Тг только что закончилась. Обратный ток тиристора Ti протекал по пути, показанному пунктирной линией. После обрыва тока в Ti ток начинает протекать по пути, обозначенному сп.чошной .чинией, т. е. через э.чементы R и С. Ясно, что это приводит к скачку прямого напряжения на Тз.

Скорость нарастания этого напряжения также может быть снижена введением индуктивностей L, которые препятствуют быстрому нарастанию тока в демпфирующем ЯС-коитуре тиристора Ts. При анализе схемы, дополненной ипду1етивностями L, влиянием напряжения сети, действующего через индуктивности L, можно пренебречь по соображениям, приведенным выше, а индуктивности через которые протекают обратные токи, могут быть заменены генераторами тока, дающими максимум обратного тока /обр.макс. Индуктивности , через которые не протекают токи, могут быть

заменены разомкнутыми ветвями. Все эти упрощения приводят к образованию схемы, показанной на рис. 6.48. В неблагоприятном случае, когда обратный ток в тиристорах прекращается мгновенно, начальное максимальное значение du/dt может быть определено с учетом наличия ветви Rda, Cda следующим образом:

ldu\ ,

1 1

откуда получаем необходимое значение L:

£.0,5/обр.макс {du/dt)j,p в то же время

/обр.макс = }2Q ~f = ]А2.42.2.8= 15,37 А.

0,5.15,37-щ-= 42,4 мкГн.

При введении такой индуктивности скорость нарастания напряжения будет поддерживаться в допустимых пределах. Следует добавить, что в действительности как выключение, так и включение тиристора требуют определенного времени, поэтому расчеты дают, как прави.чо, завышенные значения du/dt. Вот почему обычно вводят поправочный коэффициент от 0,5 до 0,9 в зависимости от типа тиристора.

ГЛАВА СЕДЬМАЯ ЭЛЕКТРОННЫЕ СХЕМЫ 7.1. ПОДРОБНЫЙ ОБЗОР

Системы регулирования, управления и защиты силового электронного оборудования содержат разнообразные электронные схемы с номинальными мощностями, значительно меньшими номинальной мощности главной схемы. Обычно наиболее важными электронными элементами таких схем являются полупроводниковые усили

тельные и коммутационные элементы (биполярные, а также однопереходные транзисторы), а также аналоговые и цифровые интегральные схемы. Схемы, включающие другие электронные элементы (вакуумные или газонаполненные приборы), здесь не рассматриваются.

Приведенные ниже задачи не могут охватить все такие схемы. Мы ограничимся наиболее известными схемами усилителей, мультивибраторов и стабилизаторов. Основное внимание будет уделено схемам, выполненным на дискретных полупроводниковых усилительных приборах; в некоторых задачах будут использованы схемы с интегральными операционными усилителями [44].

Схемы усилителей. Усилителем называют прибор, служащий для усиления входного сигнала сравнительно малой амплитуды и мощности за счет использования мощности внешнего источника. В электронных усилителях для питания используется источник постояиного тока, а в качестве усилительных приборов в рассмотренных здесь схемах применены транзисторы. По принципам конструкции и работы усилители делятся на усилители малых сигналов и усилители мощности для больших сигналов; кроме того, их разделяют на однокаскад-ные усилители (которые в свою очередь делятся на симметричные и асимметричные) и многокаскадные (которые делятся на усилители переменного тока и усилители постоянного тока) [45, 4, 46, 47, 48]. В настоящей главе усилители мощности не рассматриваются, а обсуждение усилителей малых сигналов ограничивается основными типами асимметричных усилителей с общим эмиттером и общим коллектором (эмиттерный повторитель), а также усилителей с общим истоком и общим стоком. При необходимости анализ симметричных и дифференциальных усилителей всегда может быть сведен к анализу асимметричных схем и любая многокаскадная схема может быть выполнена из основных схем.

Так как зависимости между токами и напряжениями в транзисторе нелинейны, анализ схем в общем виде приводит к очень сложным соотношениям. Если напряжение и ток в рабочей точке транзистора установлены при помощи внешних линейных элементов схемы (источников напряжения, резисторов, конденсаторов и т. д.) так, что биполярные транзисторы работают в обычном активном режиме, а полевые транзисторы - в режиме необходимого смещения, то можно с достаточной точно-18* 275

стью допустить, что соотношение ток - напряжение линейно в некотором диапазоне вблизи рабочей точки, а потому транзистор может быть заменен четырехполюсником. Это позволяет применить принцип суперпозиции и означает, что можно ограничиться анализом схемы при малых возмущениях.

Обычно для описания биполярных транзисторов применяют -параметры и эквивалентную схему четырехпо-

о

si

о

-о

Луг

1-2 12

Рис. 7.1. Малосигна.чьные че-тырехполюсные схемы замещения биполярного транзистора с Л-параметрами.

Рис. 7.2. Ма.чосигна.чьныс че-тырехполюсные схемы замещения полевого транзистора с /-параметрами.

люсника (рис. 7.1,а), а для замещения полевых транзисторов- схемы с у- или g-параметрами (рис. 7.2,а) [45, 46, 47]. В рассмотренных ниже задачах анализ усилителей ограничен средними частотами, что позволяет пренебречь зависимостью параметров от частоты. В этом случае параметры {/ и схем замещения полевого транзистора совпадают (поскольку g обычно используется для обозначения действительной части параметра у) [49]. При обычных порядках значений отдельных параметров получается хорошая аппроксимация, если упрощенная эквивалентная схема на рис. 7.1,6 используется для анализа схем иа биполярных транзисторах с общей базой и общим эмиттером, а схема на рис. 7.2,6 - для схем с полевыми транзисторами.

Эквивалентный четырехполюсник служит в качестве основного средства отображения для любой базовой схемы при малых сигналах, только в зависимости от типа схемы меняются значения параметров. Параметры четы-276

рехполюсника, относящиеся к данному усилительному элементу, могут быть преобразованы один в другой [45]. Преобразования параметров схемы с общим эмиттером hg в параметры схемы с общим коллектором и параметры с общей базой представлены в табл. 7.1.

Таблица 7.1

Взаимные преобразования Л-параметров схем с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой

Схе.ма с общим эмиттером

Схема с общим коллектором

Схема с общей базой

/г12к= 1 - Л,2

Л,2б

1+Аг1э

/г21К= - (1 +Й21Э)

126=-

22К - 22Э

Л226

Определитель, образованный из этих параметров, будет иметь вид:

/г„ /г,2

21 22

В табл. 7.2 приведены взаимные преобразования

.Таблица 7.2

Взаимные преобразования {/-параметров схем с общим истоком и общим стоком